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LM6599A芯片手册中文
LM6599A芯片中文手册，包括对芯片的介绍、功能框图、引脚定义、电气数据、电气特性、典型电气性能等内容。
编辑于2021-08-06 17:47:55- LM6599A
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LM6599A
0.介绍
芯片特点
50%占空比，谐振半桥变频控制
高精度振荡器
高达500 kHz的工作频率
两电平OCP:变频和锁存关闭
有与PFC控制器接口
闩锁禁用输入
轻载Burst模式
输入电源开/关顺序或欠压保护
非线性软启动时输出电压单调上升
兼容高侧栅驱动器600 v，集成自举二极管和高dv/dt
UVLO下拉高边和低边栅极驱动器-300/800 mA
DIP16 SO16N封装
应用
液晶和PDP电视
台式电脑，入门级服务器
电信smp
高效工业SMPS
AC-DC适配器，敞开式SMPS
1.描述
L6599A是以前L6599的改进版。它是一种针对串联谐振半桥拓扑结构的双端控制器。它提供50%的互补占空比:高侧开关和低侧开关同时驱动ON/OFF 180°相位互补。输出电压的调节是通过调制工作频率得到的。在一个开关的关断和另一个开关的通断之间插入一个固定的死区时间，保证了软开关和高频操作。为了用自举方法驱动高侧开关，集成电路集成了高压浮动结构，能够承受超过600 V的同步驱动高压DMOS，取代外部快速恢复bootstrap二极管。该IC使设计者能够通过外部可编程振荡器来设置转换器的工作频率范围。在启动时，为了防止不受控制的涌流，开关频率从可编程最大值开始，并逐渐衰减，直到达到由控制回路确定的稳态值。这种频率偏移是非线性的，以减少输出电压过冲;其持续时间也是可编程的。在轻负载IC可进入控制突发模式操作，保持转换器输入消耗到最小。IC功能包括非锁存有源低禁用输入，具有电流迟滞，可用于电源排序或电源欠压保护，一种具有变频和自动重启的延迟关机功能用于的输入电流检测OCP。如果一级保护不足以控制一次电流，则较高一级OCP锁存IC他们的组合提供完整的保护，防止过载和短路。附加的锁存禁用输入(DIS)能够轻松实现OTP和/或OVP。PFC控制器提供了一个接口，使预调节器能够在故障条件下关闭，如OCP关闭和DIS高，或在burst模式操作期间。
2.功能框图
3.引脚定义
1脚Css：软起动这个引脚连接外部电容到GND和电阻到RFmin(引脚4)，设置两个振荡器的最大频率以及芯片启动(软启动)时变频的时间常数。为确保它每次都是软启动，芯片每次关闭时内部都有一个开关对电容放电(Vcc <UVLO, LINE < 1.24 V or > 6 V, DIS > 1.85 V, ISEN > 1.5 V, DELAY > 2 V)，而当电流检测引脚上的电压(ISEN)超过0.8 V，且保持在0.75 V以上启动。
2脚DELAY：过流延迟关机引脚到地的阻容设置过流条件下的IC停止工作前最大延迟时间和IC重启工作的延时。每当ISEN引脚上的电压超过0.8 V时，容器由内部的150 μA电流发生器充电，并由外部电阻缓慢放电。如果引脚上的电压达到2v，软启动电容完全放电，使开关频率被推到其最大值，并始终保持150 μA的开启状态。当引脚上的电压超过3.5 V时，IC停止开关，内部供电关闭，因此引脚上的电压由于外部电阻而衰减。当电压降至0.3 V以下时，IC软启动。这样，在短路条件下，变换器在输入平均功率很低的情况下间歇性工作。
3脚CF：时钟电容从该引脚连接到GND的电容器由连接到引脚4 (RFmin)的外部网络编制的内部电流发生器充电和放电，确定转换器的开关频率。
4脚RFmin：最小振荡频率设置脚这个引脚提供了一个精确的2 V参考基准和从这个引脚到GND连接电阻定义了一个电流，用来设置最小振荡器频率。为了关闭通过调节振荡器频率来调节转换器输出电压的反馈回路，光耦合器的光电晶体管通过电阻器连接到这个引脚上。这个电阻的值设定了最大工作频率。从该引脚连接到GND的R-C系列设置启动时的频率，以防止过度的能量涌(软启动)。
5脚STBY：burst模式操作阈值。引脚检测反馈控制相关的电压，与内部参考电压(1.24 V)进行比较。如果引脚上的电压低于参考电压，集成电路进入空闲状态，其静态电流降低。当电压超过参考电压50mv时，芯片重新启动开关。不调用软启动。此功能实现burst模式操作时，负载下降到一个水平以下，可以通过选择适当的电阻器连接到引脚RFmin(见方框图)编程。如果不使用突发模式，将引脚连接到RFmin。
6脚ISEN：电流检测引脚通过检测电阻或电容分压器检测一次电流，实现无损检测。此输入不用于循环控制;因此必须对电压信号进行滤波，以获得平均电流信息。当电压超过0.8 V阈值(50mv迟滞)时，连接引脚1的软启动电容内部放电:频率增加，限制了功率吞吐量。在输出短路情况下，这通常会导致几乎恒定的峰值初级电流。这个条件允许在引脚2处设置最大时间。如果电流在频率增加的情况下继续增加，第二个比较器引用于1.5 V锁住设备关闭，使其消耗几乎达到“启动前”的水平。信息是闩锁的，它是必要的循环电源电压的IC使其重新启动:当锁存器上的电压Vcc引脚低于UVLO阈值。如果不使用该功能，将引脚拉低在GND上。
7脚LINE：输入检测引脚被连接到高压输入母线与电阻分压器，以执行交流或直流(在PFC系统中)欠压保护。低于1.24 V的电压关闭(非锁存)IC，降低其消耗和软启动电容放电。电压超过1.24 V，IC操作重新启用(软启动)。比较器具有电流迟滞:只要施加在引脚上的电压低于1.24 V，内部的13 μA电流发生器是ON的，如果超过这个值则是OFF的。引脚到GND用电容滤波以减少噪声。引脚上的电压由内部齐纳电路限制。激活Zener导致IC关闭(未锁存)。如果不使用该功能，将引脚偏压在1.24和6 V之间。
8脚DIS：IC锁死关闭在内部，引脚连接一个比较器，当引脚上的电压超过1.85 V时，关闭IC，使其消耗几乎达到“启动前”水平。信息是闩锁的，它要重启IC电源电压使其重新启动:当VCC引脚上的电压低于UVLO阈值时，闩锁被移除。如果不使用该功能，将引脚拉低在GND上。
9脚PFC-STOP：PFC控制器开/关控制该引脚，常开，用于停止PFC控制器，出于保护目的或在burst模式操作。当IC关闭时，它会变低，由DIS>1.85 V, ISEN > 1.5 V, LINE > 6 V and STBY < 1.24 V。当DELAY上的电压超过2 V时引脚也被拉低，当电压低于0.3 V时返回断开。在UVLO期间，它是开放的。如果不使用，请保持引脚不连接。
10脚GND：芯片地低侧栅驱动电流和IC的偏置电流的电流返回。所有偏置组件的接地连接应该被连接到这个引脚的轨道上，并与任何脉冲电流返回保持分离。
11脚LVG：下部栅极驱动输出该驱动器能够以0.3 A最小源电流和0.8 A最小sink峰值电流驱动半桥的较低MOSFET。在UVLO期间，引脚被主动拉到GND。
12脚Vcc：芯片供电IC信号部分和低侧栅驱动器的供电电压。有时一个小的旁路电容(0.1 μF typ.)到GND可能是有用的，为IC的信号部分获得一个干净的偏置电压。
13脚N.C.：高压隔离引脚没有内部连接，以隔离高压引脚，并易于符合PCB上的安全规定(爬电距离)。
14脚OUT：高位栅驱动浮动地高边栅驱动电流的电流返回。小心地布置这个引脚的连接，以避免在地下有太大的尖刺。
15脚HVG：高侧浮动栅驱动输出该驱动器能够以0.3 A最小源电流和0.8 A最小sink峰值电流驱动半桥上MOSFET。一个内部连接引脚14 (OUT)的电阻确保引脚在UVLO期间不浮动。
16脚VBOOT：高侧栅驱动浮动电源电压该引脚和引脚14 (OUT)之间连接的自举电容由一个内部同步自举二极管驱动，与低侧栅驱动同相。这种专利结构取代了通常使用的外部二极管。
4.电气数据
4.1 极限参数
4.2 热数据
5.电气特性
6.典型电气性能
7.应用信息
7.0 介绍
L6599A是一种先进的双端控制器，专门用于谐振半桥拓扑(见图21)。在这些转换器中，半桥腿的开关(mosfet)在完全相同的时间内交替地开/关(180°反相)。这通常被称为“50%占空比”的工作，尽管实际占空比，即任何一个开关的ON-time与开关周期的比值，实际上小于50%。原因是有一个内部固定的死区TD插入到任何一个MOSFET的关断和另一个的打开，在那里两个MOSFET都是关闭的。为了使变换器正确工作，这种死区时间是必不可少的:它确保了软开关，并使高频操作具有高效率和低EMI。为了实现变换器输出电压的调节，设备可以根据负载条件在不同的模式下运行(图20):
1. 在重、中、轻负载时变频。振荡器(更多细节见第7.1节:振荡器)产生对称的三角波形，锁定MOSFET开关。这个波形的频率与由反馈电路调制的电流有关。因此，由半桥驱动的谐振电路在反馈回路指定的频率上受到刺激，以保持输出电压的调节，利用其频率相关的传输特性。
2. 没有或非常轻的负载，burst模式控制。当负载低于某个值时，转换器进入受控间歇运行，在一个几乎固定频率的几个开关周期被长空闲周期隔开的地方，两者mosfet处于off状态。负载的进一步降低转化为更长的空闲时间，然后是平均开关频率的降低。当变换器完全卸载时，平均开关频率甚至可以下降到几百赫兹，因此，最大限度地减少磁化电流损耗以及所有与频率有关的损耗，使之更容易符合节能建议。
7.1 振荡器
振荡器通过连接引脚3 (CF)到地的电容(CF)在外部编程，该电容由连接到引脚4 (RFmin)的网络定义的电流交替充电和放电。引脚提供准确的2 V参考基准和约2 mA电源，引脚产生的电流越高，振荡器的频率越高。图22的框图显示了一个简化的内部电路，解释了操作。
负载RFmin引脚的网络通常由三个分支组成:1. 一种连接在引脚和地之间的电阻RFmin，它决定了最小工作频率。2. 一个连接在引脚和光电晶体管集电极(发射接地)之间的电阻RFmax，它将反馈信号从二次侧传输回一次侧;在工作时，光电晶体管通过这个支路调制电流-因此调制振荡器频率-以执行输出电压调节;RFmax的值决定了半桥在光电晶体管完全饱和时工作的最大频率。3.一种连接在引脚和地之间的R-C系列电路(CSS+RSS)，可以在启动时设置频率(参见7.3节:软启动)。注意，在稳态运行期间，该分支的贡献为零。
对于最小振子频率和最大振子频率分别有以下近似关系:
在将CF固定在100 pF或nF(与RFmin引脚的最大源能力一致，并将其与设备的总消耗进行权衡)后，选择RFmin和RFmax的值，使振荡器频率能够覆盖调节所需的整个范围，从最小值fmin(最小输入电压，最大负载)到最大值fmax(最大输入电压，最小负载):
如果在空载下使用burst模式操作，RFmax给出了不同的选择标准(见第7.2节:空载或极轻负载下的操作)。
在图23中显示了振荡器波形和门驱动信号以及半桥腿(HB)的摆动节点之间的时间关系。请注意，当振荡器三角形倾斜时，低侧栅驱动开启，当三角形倾斜时，高侧栅驱动开启。通过这种方式，在启动时，或当IC在突发模式操作中恢复开关时，低侧MOSFET首先接通以对自举电容充电。因此，自举电容总是充电，并准备供应高侧浮动驱动器。
7.2 空载或极轻载运行
当谐振半桥负载较轻或完全不负载时，其开关频率达到最大值。为了在这些条件下保持输出电压在控制之下，并避免失去软开关，一定有一些重要的剩余电流流过变压器的充磁电感。然而，这种电流会产生一些相关的损耗，从而防止变频器的无负载消耗达到非常低的值。为了克服这个问题，L6599A使设计人员能够使转换器间歇运行(突发模式运行)，当两个mosfet都处于off状态时，一系列的几个开关周期被长空闲周期隔开，因此平均开关频率可以大大降低。从而大大降低了剩余励磁电流的平均值和相应的损耗。从而使变频器符合节能建议。L6599A可以使用引脚5 (STBY)在突发模式下工作:如果施加到该引脚的电压低于1.24 V，IC进入空闲状态，门驱动输出都是低，振荡器停止，软启动电容CSS保持其充电，在RFmin引脚只有2 V的参考保持有效，以最小化IC消耗和Vcc电容放电。当引脚上的电压超过1.24 V50 mV时，IC恢复正常工作。为了实现突发模式操作，应用到STBY引脚的电压需要与反馈回路相关。图24 (a)显示了最简单的实现，适用于狭窄的输入电压范围(例如，当有PFC前端)。
本质上，RFmax定义了开关频率fmax，在fmax之上L6599A进入突发模式工作。一旦确定了fmax，就可以从以下关系中找到RFmax:
注意，与前一节(“节7.1:振荡器”)中考虑的fmax不同，这里fmax与一些负载PoutB大于最小值相关。PoutB是这样的，变压器的峰值电流足够低，不会引起可听到的噪音。然而，谐振变换器的开关频率也取决于输入电压;因此，在图24a电路的输入电压范围比较大的情况下，PoutB的值会发生很大的变化。在这种情况下，建议使用图24b所示的安排，其中变换器输入电压的信息被添加到STBY引脚上的电压。由于开关频率与输入电压之间的强非线性关系，从经验上找出使PoutB变化最小所需的校正RA / (RA + RB)的正确量更为实用。一定要选择RA + RB的总值比RC大得多，以尽量减少对其影响线脚电压(见第7.6节:线检测功能)。无论使用哪一种电路，其操作可描述如下。当负载低于PoutB值时，频率试图超过最大编程值fmax, STBY引脚上的电压(VSTBY)低于1.24 V。然后IC在两个栅极驱动输出都低的情况下停止，这样半桥腿的两个mosfet都处于off状态。由于对能量传递停止的反馈反应，VSTBY电压增加，当它超过1.29 V时，IC重新启动开关。过了一段时间，VSTBY响应能量爆发再次下降，并停止IC。这样，变换器以几乎恒定的开关频率在突发模式下工作。负载进一步降低会导致频率降低，频率甚至可以下降到几百赫兹。图25的时序图说明了这种操作，显示了最重要的信号。从STBY引脚到地的一个小电容(通常在100 pF)，放置在尽可能靠近IC的位置，以减少开关噪声，有助于获得干净的操作。即使在功率因数校正的系统中，为了帮助设计师满足节能要求，在PFC预调节器位于DC-DC转换器之前的地方，L6599A允许PFC预调节器在突发模式操作时关闭，因此消除了这一阶段(0.5 1w)的空载消耗。在这一点上不存在符合性问题，因为关于低频谐波EMC规定是指公称负载，当变换器在轻负载或无负载情况下运行时，没有限制。为此，L6599A提供引脚9 (PFC_STOP):它是一个开路集电极输出，常开路，当IC在突发模式工作期间空闲时，它为低电平。这个信号是外部用于关闭PFC控制器和预调节器，如图所示图26。当L6599A在UVLO时，引脚保持打开，让PFC控制器首先启动。
7.3 软起动
一般来说，软启动的目的是在启动时逐步增加变流器的功率能力，以避免过大的涌流。在谐振变换器中，输出功率与频率成反比，然后通过从一个初始的高值扫过操作频率来完成软启动，直到控制回路接管对于L6599A变换器，只需添加从引脚4 (RFmin)到地的R-C系列电路即可实现软启动(见图27，左)。初始时，电容CSS完全放电，因此串联电阻RSS有效地与RFmin并联，产生的初始频率仅由RSS和RFmin决定，由于光耦光电晶体管被切断(只要输出电压不是离调节值太远):
CSS的电容会逐渐充电，直至其电压达到参考电压(2v)，因此，通过RSS的电流为零。这通常是通过选择常量RSS·CSS*5次。在Css达到2v之前，输出电压应该已经接近调节值，并且反馈回路已经接管，所以它是光耦合器光电晶体管决定的工作频率从那一刻起。在这个频率扫描阶段，工作频率随CSS的指数电荷衰减，也就是说，一开始它变化相对较快，但变化的速度越来越慢。这抵消了谐振电路的非线性频率依赖性，使得变换器的功率能力在频率远离谐振时变化很小，并且当频率接近谐振频率时变化非常快(见图27吧)。
因此，平均输入电流平滑增加，没有出现线性频率扫描时出现的峰值，输出电压几乎没有超调，达到调节值。
一般来说，RSS和CSS是根据以下关系选择的:
其中fstart建议至少为fmin的4倍。提出的CSS标准是相当经验主义的，是有效的软启动操作和有效之间的折衷OCP(见下一节)。软启动阶段的一些重要信号，请参考图27的时序图。
7.4 电流检测，过流保护，OLP
谐振半桥基本上是电压模式控制;因此电流检测输入只起过流保护(OCP)的作用。与pwm控制的变换器不同，后者的能量流是由主开关(或多个开关)的占空比控制的，在谐振半桥中，占空比是固定的，能量流由其开关频率控制。这就影响了电流限制的实现方式。而在pwm控制的变换器中，当检测到的电流超过预先设定的阈值时，只需提前终止开关导通即可限制能量流(这通常被称为逐周期限制)，在谐振半桥中，开关频率，即振荡器频率必须提高，这不能像关闭开关那样快:至少需要下一个振荡器周期才能看到频率的变化。这意味着，要有效增加能够显著改变能量流，频率的变化率必须比频率本身更慢。这又意味着逐周期限制是不可行的，因此，馈给电流传感输入的初级电流信息必须以某种方式平均。当然，平均时间不能太长，以防止初级电流达到过高的值。在图28中，对几种电流传感方法进行了说明，并将在下面进行描述。图28a的电路比较简单，但感测电阻Rs上的损耗可能不可忽略，有损效率；图28b的电路更复杂，但实际上是无损的，建议在效率目标非常高的情况下使用。
L6599A配有电流传感输入(引脚6,ISEN)和复杂的过流管理系统。ISEN引脚内部连接到第一比较器的输入，参考0.8 V，以及参考1.5 V的第二个比较器。如果图28中任意一个电路施加到引脚的外部电压超过0.8 V，则第一个比较器反转；这导致内部交换机被打开，并放电的软启动电容CSS(参见章节7.3:软启动)。这很快增加了振荡器的频率，从而限制了能量传递。放电一直持续到上的电压ISEN引脚下降50 mV;这样，平均时间在10/fmin范围内，确保了有效的频率上升。在输出短路下，这种操作导致几乎恒定的峰值初级电流。正常情况下，ISEN引脚上的电压可能会超过0.8 V;然而，如果ISEN引脚上的电压达到1.5 V，则触发第二个比较器，L6599A关闭和闩锁与门驱动输出和PFC_STOP引脚低，因此关闭整个IC。IC的电源电压必须拉低于UVLO阈值，然后再高于启动电压阈值重新启动。当软启动电容CSS过大时，使其放电不够快或在变压器充磁电感饱和或二次整流短路的情况下，可能会发生此类事件。在图28a所示的电路中，一个感应电阻Rs串联到低侧MOSFET的源，注意谐振电容的特殊连接方式。通过这种方式，在Rs上的电压与通过高侧MOSFET的电流有关，并且在大部分开关周期中都是正的，除了低侧MOSFET关闭后谐振电流反向所需的时间。假设RC滤波器的时间常数至少是最小开关频率fmin的10倍，Rs的近似值可由经验方程求得:
其中ICrpkx是通过谐振电容和变压器初级绕组的最大期望峰值电流，它与最大负载和最小输入电压有关。
图28b所示的电路有两种不同的操作方式。如果电阻RA串联到CA很小(不超过几百Ω，只是为了限制电流尖峰)，电路就像一个电容分压器;CA通常选择等于Cr/100或更小，是一种低损耗类型，检测电阻RB被选择为:
CB是这样的，RB·CB在10 /fmin范围内。如果电阻RA串联到CA不是小的(在这种情况下，它通常选择在10kΩ)，该电路的工作原理类似于通过谐振电容Cr的纹波电压的分压器，而这个分压器又与通过Cr电抗的电流有关。同样，CA通常选择等于Cr/100或更少，这一次不一定是低损耗类型，而RB(假设是<< RA)根据:
其中CA (XCA)和Cr (XCr)的电抗应该在哪个频率处计算ICrpk = ICrpkx。同样，CB是这样的，RB·CB在10 /fmin的范围内。无论使用哪一种电路，计算出的Rs或RB值都应视为第一次切割值，需要在实验验证后进行调整。在过载或输出短路的情况下，OCP在限制一次到二次能量流动方面是有效的，但在这些条件下，通过二次绕组和整流器的输出电流可能会很高，如果连续流动，会危及变流器的安全。为了防止在这些条件下的任何损坏，习惯上强制转换器的间歇运行，为了使平均输出电流达到变压器和整流器的热应力可以很容易地处理的值。使用L6599A，设计人员可以从外部对转换器允许过载或短路条件下运行的最大时间TSH进行编程。过载或短路持续时间小于TSH不会引起任何其他动作，因此系统对短持续时间现象具有免疫力。相反，如果超出了TSH，则激活一个过载保护(OLP)过程，关闭L6599A和在连续过载/短路的情况下，会导致按用户定义的占空比连续间歇运行。
这个功能是通过引脚2 (DELAY)实现的，通过一个电容CDelay和一个并联电阻RDelay连接到地。第一个ISEN引脚上的电压超过0.8 VOCP比较器,除了CSS放电，还打开一个内部电流发生器，从DELAY引脚来源150 μA，并对CDelay充电。在过载/短路期间，OCP比较器和内部电流源被反复激活，以及谐振电路的特性;由于RDelay引起的放电可以忽略，因为相关的时间常数通常要长得多。这个操作一直持续到CDelay上的电压达到2v，这定义了时间TSH。TSH与CDelay之间并没有简单的关系，因此通过实验来确定CDelay更为实用。粗略指示，当CDelay = 1 μF时，TSH约为100 ms。一旦CDelay充电到2v，内部开关，放电CSS被迫持续低，不管OCP比较器输出，150 μA电流源持续通电，直到CDelay上的电压达到3.5 V。这一阶段持续时间:
TMP用ms表示，CDelay用μF表示。在此期间，L6599A以接近fstart的频率运行(参见7.3节:软启动)，以最小化谐振电路内部的能量。当CDelay上的电压为3.5 V时，L6599A停止开关，PFC_STOP引脚被拉低。此外，内部发电机关闭，因此CDelay现在是缓慢放电的RDelay。当CDelay上电压小于0.3 V时IC自动重启，需要:
图29的时序图显示了这个操作。注意，如果在TSTOP期间，L6599A (Vcc)的电源电压低于UVLO阈值，如果V(DELAY)仍高于0.3 V，则IC记录该事件，Vcc超过启动阈值后不立即重启。而且PFC_STOP销保持低，只要V(DELAY)大于0.3 V。还需要注意的是，在重载持续时间小于TSH的情况下，如果它们彼此接近，则下一次重载的TSH值会更低。
7.5 芯片关机锁死
L6599A配备了一个比较器，具有外部引脚8 (DIS)的非反相输入，内部的反相输入参考1.85 V。当引脚上的电压超过内部阈值时，集成电路立即关闭，其消耗降低到一个较低的值。信息是闩锁的，它是必要的让电压上的VCC引脚低于UVLO阈值复位闩锁和重新启动IC。这个功能是有用的，实现一个锁存过温保护非常容易，通过偏压引脚与外部参考电压(例如引脚4,RFmin)，上面的电阻器是一个NTC，物理上靠近加热元件，如MOSFET，或次级二极管或变压器。也可以实现一个OVP，例如通过光耦合器传感输出电压和转移过电压条件。
7.6 线路检测功能
当转换器的输入电压低于指定范围时，这个功能基本停止IC，当电压回到指定范围内时，让它重新启动。检测到的电压可以是整流和滤波后的市电电压，在这种情况下，该功能起到了欠压保护的作用，或者，在具有PFC预稳压器前端的系统中，PFC级的输出电压，在这种情况下，该功能作为开机和关机顺序。L6599A在输入欠压时的关闭是通过一个内部比较器来完成的，如图30的框图所示，其非反相输入位于引脚7 (LINE)处。如果施加在LINE引脚上的电压低于内部参考电压，比较器内部引用1.24 V并禁用IC。在这些条件下，软启动被释放，PFC_STOP引脚是开放的，IC的消耗减少。当引脚上的电压高于参考电压时，PWM操作被重新启用。比较器具有电流迟滞而不是更常见的电压迟滞:内部13 μA的电流接收器是ON的，只要电压加在线引脚低于基准，如果电压高于基准则为OFF。这种方法提供了额外的自由度:通过正确选择外部分压器的电阻，可以分别设置ON阈值和OFF阈值。相反，电压迟滞，固定一个阈值自动固定另一个，取决于内置的迟滞比较器。
参照图28，可以为ON建立以下关系输入电压(VinON)和OFF (VinOFF)阈值:
求出RH和RL，得到:
线路欠压工作时，启动发电机继续工作，无欠压PWM的活动,因此，Vcc电压(如果不是由另一个源提供)在启动和UVLO阈值之间持续振荡，如图所示的时序图图30。作为一项额外的安全措施(例如，在低侧电阻断开或丢失的情况下，或在非功率因数校正系统中，在输入电压异常高的情况下)，如果引脚上的电压超过7v, L6599A就会关闭。如果它的电源电压总是高于UVLO门限，当电压低于7v时IC重新启动。当设备工作时，LINE引脚是连接到高值电阻的高阻抗输入，因此，它很容易拾取噪声，这可能会改变OFF阈值或在ESD测试期间产生不希望的IC关断。可以用一个小的薄膜电容器(例如1-10 nF)绕过引脚接地，以防止这种类型的任何故障。如果不使用该功能，引脚必须连接大于1.24 V但低于6v (7v阈值的最坏情况)的电压。
7.7 自举部分
浮动高侧段的电源是通过自举电路获得的。这个解决方案通常需要一个高压快速恢复二极管(DBOOT，图31a)来给引导电容CBOOT充电。在L6599A的专利集成结构，取代了外部二极管。它是通过高压DMOS实现的，工作在第三象限，并与低侧驱动器(LVG)同步驱动，与源端串联一个二极管，如图31b所示。
二极管防止任何电流能够从VBOOT引脚流回Vcc，以防供应迅速关闭时，泵的内部电容没有完全放电。为了驱动同步DMOS，需要一个高于电源电压Vcc的电压。这个电压是通过内部电荷泵获得的(图31b)。bootstrap结构在充电CBOOT时引入电压降(即当低侧驱动打开时)随工作频率和外部功率MOSFET的大小而增加。它是R(DS)ON上的降和串联二极管上的正向降的总和。在低频时，这种下降非常小，可以忽略不计，但随着工作频率的增加，它必须考虑在内。实际上，电压降降低了驱动信号的幅值，并能显著增加外部高边MOSFET的R(DS)ON，进而增加其导电损耗。这个问题适用于设计具有高谐振频率的转换器(表明，> 150 kHz),这样它们就能在满负荷的情况下以高频率运行。否则，转换器在轻负载下以高频运行，此时在半桥腿的mosfet中流动的电流很低，所以，一般来说，R(DS)上升不是问题。然而，无论如何检查这一点是明智的，下面的公式是有用的，以计算在引导驱动程序上的下降:
其中Qg是外部功率MOSFET的栅电荷，R(DS)ON是bootstrap DMOS的导通电阻(150 W，典型值)和Tcharge是自举驱动的开机时间，大约等于开关周期减去死时间TD的一半。例如，使用一个MOSFET总栅电荷为30 nC，在200 kHz的开关频率下，自举驱动上的降约为3 V:
如果bootstrap驱动的显著下降是一个问题，可以使用一个外部超快二极管，因此节省了内部DMOS的R(DS) on上的下降。
8.封装信息
8.1 DIP16封装信息
8.2 SO16N封装信息